TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI

VIỆN ĐIỆN – BM. TỰ ĐỘNG HÓA XNCN

Trần Trọng Minh, Vũ Hoàng Phương
THI
ẾT KẾ ĐIỀU KHIỂN CHO CÁC BỘ BIẾN ĐỔI
ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT
MỤC LỤC 1

DANH MỤC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT 4

DANH MỤC BẢNG 5

DANH MỤC HÌNH VẼ 6

MỞ ĐẦU 11

1

GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 12

1.1

Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 12

1.2

Một số vấn đề về đóng/ngắt cho Tiristor 13

1.2.1

Quá trình mở Tiristor 14

1.2.2

Quá trình khóa tiristor 15



Driver cho hệ thống điều khiển các bộ biến đổi phụ thuộc 24

2.1.1

Khối đồng pha và tạo điện áp tựa 25

2.1.2

Khâu so sánh 27

2.1.3

Khâu tạo xung 28

2.1.3.1

Khâu tạo xung kép 28

2.1.3.2

Khâu tạo xung chùm 29

2.1.4

Khâu khuếch đại xung 30

2.1.5

Ví dụ về mạch driver cho hệ thống điều khiển nhiều kênh 30


Điều khiển vòng kín 40

2.4

Bài tập 41

3Equation Chapter 1 Section 1

HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI DC/DC . 44

3.1

Phương pháp mô hình hóa bộ biến đổi kiểu DC/DC 44

3.1.1

Phương pháp trung bình không gian trạng thái 44

3.1.2

Phương pháp trung bình hóa mạch đóng cắt 46

3.2

Mô hình toán học bộ biến đổi kiểu buck 49

3.2.1

Phương pháp trung bình không gian trạng thái 49

3.5

Mô hình bộ biến đổi DC/DC làm việc trong chế độ dòng điện gián đoạn (DCM)
59

3.5.1

Mô hình trung bình 59

3.6

Phương pháp điều khiển tuyến tính cho bộ biến đổi DC/DC 63

3.6.1

Nguyên lý điều khiển điện áp (Voltage mode) 63

3.6.2

Nguyên lý điều khiển dòng điện (Current mode) 63

3.6.2.1

Mô hình bộ biến đổi DC/DC điều khiển theo nguyên lý dòng điện 64

3.6.3

Nhắc lại một số kiến thức về lý thuyết điều khiển tự động 66

3.6.4


3.8.1

Điều khiển trực tiếp 83

3.8.2

Điều khiển gián tiếp 86

3.9

Bài tập 89

3.10

Bộ biến đổi PFC 90

3.10.1

Sơ đồ mạch lực 90

3.10.2

Cấu trúc điều khiển bộ biến đổi PFC 91

3.10.2.1

Thiết kế mạch vòng dòng điện 91

3.10.2.2

Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha 98

4.3.1

Phương pháp điều chế hai cực 98

4.3.2

Phương pháp điều chế đơn cực 99

4.3.3

Kết quả mô phỏng phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một
pha 102

4.4

Phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 104

4.4.1

Phương pháp Sin PWM 104

4.4.2

Phương pháp điều chế vector không gian (SVM) 105

4.4.2.1

Khái niệm vector không gian 105

Xây dựng mạch vòng dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 118

4.7.1

Thiết kế bộ điều chỉnh dòng điện cho nghịch lưu nguồn áp ba pha 118

4.7.1.1

Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ tĩnh αβ 119

4.7.1.2

Thiết kề bộ điều chỉnh dòng điện trên hệ tọa độ quay dq 119

4.8

Bài tập 121

5

HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN SỐ CHO BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG
SUẤTEquation Chapter (Next) Section 1 123

5.1

Nhắc lại kiến thức về điều khiển số 123

5.1.1

Mô hình đối tượng trên miền gián đoạn z 123

5.5.1

Phương pháp thiết kế gián tiếp 130

5.5.1.1

Bộ biến đổi kiểu Buck 131

5.5.1.2

Nghịch lưu nguồn áp một pha 132

5.5.2

Phương pháp thiết kế trực tiếp 133

5.5.2.1

Bộ biến đổi kiểu Buck 133

5.5.2.2

Mạch vòng điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha 135

5.5.2.3

Bộ điều chỉnh dòng điện nghịch lưu nguồn áp một pha kiểu deadbeat
136

5.6

in
V Điện áp trung bình và xác lập đầu vào bộ biến đổi DC/DC
u
C
, U
C
V Điện áp trung bình và xác lập trên tụ C
i
L
, I
L
V Dòng điện trung bình và xác lập chảy qua cuộn cảm L
*
L
i

A Lượng đặt dòng điện qua cuộn cảm bộ biến đổi DC/DC
d, D Hệ số điều chế và giá trị xác lập của nó
ˆ
i

A Biến thiên tín hiệu nhỏ dòng điện quanh điểm làm việc xác lập
ˆ
u

V Biế
n thiên tín hi
ệ
u nh
ỏ

u ch
ế
quanh
đ
i
ể
m làm vi
ệ
c xác l
ậ
p
T
x
s Chu k
ỳ

đ
i
ề
u ch
ế

T s Chu k
ỳ

đ
i
ệ
n áp l
ướ

ị
cu
ộ
n c
ả
m
C F Giá tr
ị
t
ụ

đ
i
ệ
n
u
d
V Giá tr
ị
trung bình
đ
i
ệ
n áp
đầ
u ra c
ủ
a b
ộ
ch


ng 5.1
ng 5.1ng 5.1
ng 5.1

Các phương pháp gián đoạn 131 1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 6
DANH MỤC HÌNH VẼ
Hình 1.1 Hệ thống điều khiển điện tử công suất tiêu biểu 12
Hình 1.2 So sánh tương đối về các phần tử van bán dẫn 13
Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor 13
Hình 1.4 Dạng điện áp và dòng điện của Tiristor trong quá trình đóng cắt 15
Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng
IC cách ly 16
Hình 1.6 Mạch điều khiển mở MOSFET 17
Hình 1.7 Đồ thị dạng xung dòng điện, điện áp trên MOSFET (a) Quá trình điều khiển
mở, (b) Quá trình điều khiển khóa 18
Hình 1.8 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT 19
Hình 2.1 Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc 24
Hình 2.2 Giới hạn góc điều khiển α. 24
Hình 2.3 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn xuống 26
Hình 2.4 Điện áp tựa dạng răng cưa sườn lên 26
Hình 2.5 Điện áp tựa dạng cosin 27
Hình 3.1 Mô tả bộ biến đổi DC/DC, a) mạch lực bộ biến đổi DC/DC, b) Mô hình bộ
biến đổi DC/DC tại điểm xác lập, c) Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC 47
Hình 3.2 Mạng điện hai cửa, a) tín hiệu trung bình, b) Mạch điện điện tương đương
được tuyến tính tại điểm làm việc cân bằng 48
Hình 3.3 Mô hình trung bình bộ biến đổi DC/DC, a)Bộ biến đổi Buck, b)Bộ biến đổi

Hình 3.21 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.118) và bộ bù (3.124) 77
Hình 3.22 Cấu trúc để đánh giá ảnh hưởng điện áp đầu vào và đầu ra bộ biên đổi kiểu
Buck 77
Hình 3.23 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.94) 78
Hình 3.24 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có
đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz 78
Hình 3.25 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) 79
Hình 3.26 Kết quả mô phỏng Buck converter sử dụng bộ bù (3.124) khi điện áp nguồn có
đập mạch với biên độ 1V, tần số 100Hz 79
Hình 3.27 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện trung bình bộ biến đổi
kiểu buck 80
Hình 3.28 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.129) 81
Hình 3.29 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.131) 82
Hình 3.30 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện trung
bình 82
Hình 3.31 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu
buck 83
Hình 3.32 Kết quả mô phỏng Buck converter theo nguyên lý điều khiển dòng điện đỉnh`
83
Hình 3.33 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt (3.138) 84
Hình 3.34 Đồ thị Bode của hàm truyền đạt vòng hở (Gvd.Gc) 85
Hình 3.35 Kết quả mô phỏng bộ Boost theo nguyên lý điều khiển điện áp 86
Hình 3.36 Cấu trúc điều khiển gián tiếp theo nguyên lý dòng điện đỉnh bộ biến đổi kiểu
Boost 86
Hình 3.37 Đồ thị bode của hàm truyền đạt
(
)
ui
G s
biến đổi kiểu Boost 87


Hình 4.4
Hình 4.4Hình 4.4
Hình 4.4

Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu một pha, a) Điều
chế lưỡng cực, b) Điều chế đơn cực 98

Hình 4.5
Hình 4.5Hình 4.5
Hình 4.5

Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế hai cực, a) Sóng mang
và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu 99

Hình 4.6
Hình 4.6Hình 4.6
Hình 4.6

Trạng thái mạch nghịch lưu theo phương pháp điều chế hai cưc 99

Hình 4.7
Hình 4.7Hình 4.7
Hình 4.7

Dạng sóng điện áp theo phương pháp điều chế đơn cực, a) Sóng
mang và tín hiệu điều khiển, b) Điện áp đầu ra mạch nghịch lưu 100

Hình 4.8
Hình 4.8Hình 4.8

Hình 4.13Hình 4.13
Hình 4.13

Giải pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha 104

Hình 4.14
Hình 4.14Hình 4.14
Hình 4.14

Quỹ đạo vector không gian trên mặt phẳng αβ 106

Hình 4.15
Hình 4.15Hình 4.15
Hình 4.15

Trạng thái mạch nghịch lưu nguồn áp tương ứng vector chuẩn 108

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 9
Hình 4.16
Hình 4.16Hình 4.16
Hình 4.16

Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ tĩnh αβ 109

Hình 4.17
Hình 4.17Hình 4.17
Hình 4.17

Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời u
sa

Hình 4.22
Hình 4.22Hình 4.22
Hình 4.22

Các mẫu xung chuẩn đưa ra trong mỗi sector 113

Hình 4.23
Hình 4.23Hình 4.23
Hình 4.23

Quĩ đạo vector điện áp theo phương pháp điều chế độ rộng xung cho
nghịch lưu ba pha nguồn áp 114

Hình 4.24
Hình 4.24Hình 4.24
Hình 4.24

Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế sinPWM 115

Hình 4.25
Hình 4.25Hình 4.25
Hình 4.25

Kết quả mô phỏng với phương pháp điều chế vector không gian 115

Hìn
HìnHìn
Hình 4.26
h 4.26h 4.26
h 4.26

Hình 4.31Hình 4.31
Hình 4.31

Cấu trúc điều khiển dòng điện trên hệ tọa độ quay dq 121Hình 5.1
Hình 5.1Hình 5.1
Hình 5.1

Hê thống điều khiển số 126

Hình 5.2
Hình 5.2Hình 5.2
Hình 5.2

Biểu diễn dữ liệu vào ADC 126

1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 10

1.1 Giới thiệu hệ thống điều khiển bộ biến đổi điện tử công suất 11

MỞ ĐẦU
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 12
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI
ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT
Như đã biết, các bộ biến đổi bán dẫn sử dụng các phần tử bán dẫn công suất như các
khoá điện tử, dùng để nối tải vào nguồn theo những quy luật nhất định, trong những
khoảng thời gian nhất định, nhờ đó mà biến đổi được các thông số của nguồn điện, đáp ứng
các yêu cầu khác nhau của phụ tải cũng như các yêu cầu về điều chỉnh khác nhau. Các

Tiristor là phần tử bán dẫn cấu tạo từ bốn lớp bán dẫn p-n-p-n, tạo ra ba tiếp giáp p-n J
1
,
J
2
, J
3.
Tiristor có ba cực : anôt A, catôt K, cực điều khiển G.
Đặc tính vôn-ămpe của một tiristor gồm hai phần Hình 1.3. Phần thứ nhất nằm trong
góc phần thứ tư thứ I là đặc tính thuận tương ứng với trường hợp điện áp U
AK
>0, phần thứ
hai nằm trong góc phần tư thứ III, gọi là đặc tính ngược, tương ứng với trường hợp U
AK
<0.

Hình 1.3 Đặc tính von-ampe của tiristor
Trường hợp dòng điện vào cực điều khiển bằng không (I
G
=0).
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 14
Khi dòng vào cực điều khiển của tiristor bằng 0 hay khi hở mạch cực điều khiển tiristor
sẽ cản trở dòng điện ứng với cả hai trường hợp phân cực điện áp giữa anôt-catôt. Khi điện
áp U
AK
<0 theo cấu tạo bán dẫn của tiristor hai tiếp giáp J1, J3 đều phân cực ngược, lớp J2
phân cực thuận, như vậy tiristor sẽ giống như hai điôt mắc nối tiếp bị phân cực ngược. Qua
tiristor sẽ chỉ có một dòng điện rất nhỏ chạy qua, gọi là dòng rò. Khi U
AK
tăng đạt đến một

Trường hợp có dòng điện vào cực điều khiển (I
G
>0)
Nếu có dòng điều khiển đưa vào giữa cực điều khiển và catôt quá trình chuyển điểm làm
việc trên đường đặc tính thuận sẽ xảy ra sớm hơn, trước khi điện áp thuận đạt đến giá trị
lớn nhất, Uth.max. Điều này được mô tả trên Hình 1.3 bằng những đường nét đứt, ứng với
các giá trị dòng điều khiển khác nhau, I
G1
, I
G2
, I
G3
, Nói chung nếu dòng điều khiển lớn
hơn thì điểm chuyển đặc tính làm việc sẽ xảy ra với U
AK
nhỏ hơn.
Tình hình xảy ra trên đường đặc tính ngược sẽ không có gì khác so với trường hợp dòng
điều khiển bằng 0.
Tiristor có đặc tính giống như điôt, nghĩa là chỉ cho phép dòng chạy qua theo một chiều, từ
anôt đến catôt và cản trở dòng chạy theo chiều ngược lại. Tuy nhiên khác với điôt, để
tiristor có thể dẫn dòng ngoài điều kiện phải có điện áp U
AK
>0 còn cần thêm một số điều
kiện khác. Do đó tiristor được coi là phần tử bán dẫn có điều khiển để phân biệt với điôt là
phần tử không điều khiển được.
1.2.1 Quá trình mở Tiristor
Khi được phân cực thuận, UAK>0, tiristor có thể mở bằng hai cách. Thứ nhất, có thể
tăng điện áp anôt-catôt cho đến khi đạt đến giá trị điện áp thuận lớn nhất , Uth,max. Khi đó
điện trở tương đương trong mạch anôt-catôt sẽ giảm đột ngột và dòng qua tiristor sẽ hoàn
toàn do mạch ngoài xác định. Phương pháp này trong thực tế không được áp dụng do

, J
2
, J
3
. Để khóa tiristor lại
cần giảm dòng anôt-catôt về dưới mức dòng duy trì (I
dt
) bằng cách hoặc là đổi chiều dòng
điện hoặc áp một điện áp ngược lên giữa anôt và catôt của tiristor. Sau khi dòng về bằng
không phải đặt một điện áp ngược lên anôt-catôt (U
AK
< 0) trong một khoảng thời gian tối
thiểu, gọi là thời gian phục hồi (t
rr
), chỉ sau đó tiristor mới có thể cản trở dòng điện theo cả
hai chiều. Trong thời gian phục hồi có một dòng điện ngược chạy giữa catôt và anôt. Dòng
điện ngược này di tản các điện tích ra khỏi tiếp giáp J
2
và nạp điện cho tụ điện tương
đương của hai tiếp giáp J
1
, J
3
được phục hồi. Thời gian phục hồi phụ thuộc vào lượng điện
tích cần được di tản ra ngoài cấu trúc bán dẫn của tiristor và nạp điện cho tiếp giáp J
1
, J
3

đến điện áp ngược tại thời điểm đó.

, để khi ngắt xung van vẫn giữ được trạng thái dẫn. Thực tế, độ rộng xung điều
khiển chỉ cần cỡ 500µs là đảm bảo mở van với các dạng tải.
+ Có sườn xung dốc đứng để mở van chính xác vào thời điểm qui định, thường tốc độ
tăng điện áp điều khiển phải đạt 10V/µs, tốc độ tăng dòng điều khiển 0,1A/µs.
1.2.4 Mạch khuếch đại xung mở Tiristor

Hình 1.5 Sơ đồ mạch nguyên lý tiêu biểu mở Tiristor, (a) dùng biến áp xung, (b) Dùng IC
cách ly
Sơ đồ tiêu biểu của một mạch khuếch đại xung điều khiển tiristor được cho trên Hình
1.5. Sơ đồ Hình 1.5a được giải thích như sau: Khóa transistor T được điều khiển bởi một
xung có độ rộng nhất định, đóng cắt điện áp phía sơ cấp biến áp xung. Xung điều khiển
đưa đến cực điều khiển của tiristor ở phía bên cuộn thứ cấp. Như vậy mạch lực được cách
ly hoàn toàn với mạch điều khiển bởi biến áp xung. Điện trở R hạn chế dòng qua transistor
và xác định nội trở của nguồn tín hiệu điều khiển. Điôt D1 ngắn mạch cuộn sơ cấp biến áp
xung khi transistor T khóa lại để chống quá áp trên T. Điôt D2 ngăn xung âm vào cực điều
khiển. Điôt D3 mắc song song với cực điều khiển và có thể song song với tụ C có tác dụng
giảm quá áp trên tiếp giáp G-K khi tiristor bị phân cực ngược.
R2
120R_2W
K1
G1
R1
1k
D2
FR107
T1
EI_20
1 6
10 5
R3

CC
, nối tiếp qua điện trở
R
Gext
. Cực điều khiển có điện trở nội R
Gin
. Khi có xung dương ở đầu vào của DRIVER ở
đầu ra của nó sẽ có xung với biên độ V
P
đưa đến trở R
Gext
.

Hình 1.7 Mạch điều khiển mở MOSFET
Như vậy U
GS
sẽ tăng với hằng số thời gian xác định bởi T
1
= (R
dr
+ R
Gext
+ R
Gin
).(C
GS
+
C
GDl
), trong đó tụ C

D
bắt đầu tăng, tuy nhiên điện áp U
DS
vẫn giữ nguyên ở giá
trị điện áp nguồn V
DD
.
Trong khoảng t
1
đến t
2
dòng I
D
tăng tuyến tính rất nhanh, đạt đến giá trị dòng tải. Từ t
2

trở đi, khi U
GS
đạt đến mức, gọi là mức Miller, điện áp U
DS
bắt đầu giảm rất nhanh. Trong
khoảng từ t
2
đến t
4
điện áp U
GS
bị găm ở mức Miller, do đó dòng I
G
cũng có giá trị không

xác định giá trị thấp nhất của điện áp giữa cực gốc và cực máng, V
DS
= I
DS
.R
DS(on)
.
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 18
Trên đồ thị Hình 1.8a, A1 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ (C
GS
+ C
GD
) trong khoảng
t
1
đến

t
2
, A2 đặc trưng cho điện tích nạp cho tụ C
GD
trong khoảng t
2
đến t
4
.
Nếu coi điôt không D không phải là lý tưởng thì quá trình phục hồi của điôt sẽ ảnh
hưởng đến dạng sóng của sơ đồ như được chỉ ra trong Hình 1.8a, theo đó dòng I
D
có đỉnh

+ R
Gin
).(C
GS
+ C
GDl
). Từ 0 đến t
1
là thời gian trễ khi
khóa t
d(off)
, dòng điều khiển phóng điện cho tụ C
GS
và tụ C
GD
. Sau thời điểm t
1
điện áp V
SD

bắt đầu tăng từ I
D
.R
DS(on)
đến giá trị cuối cùng tại t
3
, trong khi đó dòng I
D
vẫn giữ nguyên
mức cũ. Khoảng thời gian từ t

.
Trên sơ đồ C
gc
, C
ge
thể hiện các tụ ký sinh giũa cực điều khiển và collector, emitter.

Hình 1.9 Sơ đồ thử nghiệm đặc tính đóng/mở IGBT
Quá trình mở IGBT diến ra rất giống với quá trình này ở MOSFET khi điện áp điều
khiển đầu vào tăng từ không đến giá trị V
G
. Trong thời gian trễ khi mở t
d(on)
tín hiều điều
khiển nạp điện cho tụ C
ge
làm điện áp giữa cực điều khiển và emitter tăng theo quy luật
hàm mũ, từ không đến giá trị ngưỡng V
GE(th)
(khoảng 3 – 5V), chỉ bắt đầu từ đó MOSFET
trong cấu trúc của IGBT mới bắt đầu mở ra. Dòng điện giữa collector-emitter tăng theo
quy luật tuyến tính từ không đến dòng tải I
0
trong thời gian t
r
. Trong thời gian t
r
điện áp
gữa cực điều khiển và emitter tăng đến giá trị V
GE,Io

hòa. Giai đoạn hai tiếp diễn quá trình giảm điện trở trong vùng thuần trở của collector, dẫn
đến điện trở giữa collector-emitter về đến giá trị R
on
khi khóa bão hòa hoàn toàn, V
CE,on
=
I
0
R
on
.
Sau thời gian mở t
on
, khi tụ C
gc
đã phóng điện xong điện áp giữa cực điều khiển và
emitter tiếp tục tăng theo quy luật hàm mũ, với hằng số thời gian bằng C
ge
R
G
, đến giá trị
cuối cùng V
G
.
Tổn hao năng lượng khi mở được tính gần đúng bằng
0
2
dc
on on
V I

ơ
n do xung dòng trên dòng collector.
D
ạ
ng
đ
i
ệ
n áp, dòng
đ
i
ệ
n c
ủ
a quá trình khóa th
ể
hi
ệ
n trên hình 1.32. Quá trình khóa b
ắ
t
đầ
u khi
đ
i
ệ
n áp
đ
i
ề

đ
i
ệ
n qua dòng
đ
i
ề
u khi
ể
n
đầ
u vào v
ớ
i h
ằ
ng s
ố
th
ờ
i gian
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 20
bằng C
ge
R
G
, tới mức điện áp Miller. Bắt đầu từ mức Miller điện áp giữa cực điều khiển và
emitter bị giữ không đổi do điện áp V
ce
bắt đầu tăng lên và do đó tụ C
gc

khiển ở đầu vào –V
G
với hằng số thời gian R
G
(C
ge
+ C
gc
). Ở cuối khoảng t
fi1
, V
ge
đạt mức

ngưỡng khóa của MOSFET, V
GE(th)
, tương ứng với việc MOSFET bị khóa hoàn toàn.
Trong giai đoạn hai, thành phần dòng i2 của transistor p-n-p bắt đầu suy giảm. Quá trình
giảm dòng này có thể kéo rất dài vì các điện tích trong lớp n
-
chỉ bị mất đi do quá trình tự
trung hòa điện tích tại chỗ. Đó là vấn đề đuôi dòng điện đã nói đến ở trên.
Tổn hao năng lượng trong quá trình khóa có thể tính gần đúng bằng:
off
dc
off
t
IV
Q
2

đ
i
ệ
n tích thi
ể
u s
ố
(các l
ỗ
) tích t
ụ
trong l
ớ
p này làm gi
ả
m
đ
i
ệ
n tr
ở

đ
áng k
ể
. Tuy
nhiên các
đ
i
ệ

ch
ế
t
ạ
o b
ắ
t bu
ộ
c ph
ả
i th
ỏ
a
hi
ệ
p. So v
ớ
i MOSFET, IGBT có th
ờ
i gian m
ở
t
ươ
ng
đươ
ng nh
ư
ng th
ờ
i gian khóa thì dài

ệ
n áp trên IGBT khi d
ẫ
n bão hòa, bao g
ồ
m c
ả
hai thành ph
ầ
n c
ấ
u t
ạ
o transitor và
MOS trong bóng IGBT là:
( ) ( ) ( )
CE sat CE p n CE on c
U U R I
−
= +
(3.3)
Đ
i
ệ
n áp
( )
CE sat
U
c
ủ

=15V, xung khóa phải có giá trị âm
U
GE-off
=-5V.
1.3.3 Mạch driver cho MOSFET và IGBT
IGBT và MOSFET là các ph
ầ
n t
ử
bán d
ẫ
n v
ớ
i các tính n
ă
ng
ư
u vi
ệ
t nh
ư
kh
ả
n
ă
ng
đ
óng
c
ắ

ề
u khi
ể
n khoá, m
ở
các ph
ầ
n t
ử
này có nh
ữ
ng yêu c
ầ
u
đặ
c bi
ệ
t.
Nh
ữ
ng khó kh
ă
n trong
đ
i
ề
u khi
ể
n IGBT và MOSFET ch
ủ

ỡ
0,1
µ
S ho
ặ
c nh
ỏ
h
ơ
n. Các
t
ụ

đ
i
ệ
n ký sinh gi
ữ
a c
ự
c
đ
i
ề
u khi
ể
n G v
ớ
i c
ự

ủ
a tín hi
ệ
u
đ
i
ề
u khi
ể
n.
Đ
ã có nhi
ề
u vi
m
ạ
ch chuyên d
ụ
ng, ph
ụ
c v
ụ
cho khâu t
ạ
o xung
đ
i
ề
u khi
ể

là nội trở của cực điều khiển.
Về nguyên tắc các driver cho MOSFET và IGBT là giống nhau vì các phần tử này có
cấu trúc bán dẫn được điều khiển giống nhau. Tuy nhiên trong khi MOSFET có thể điều
khiển khóa lại dễ dàng nhờ đưa tín hiệu điều khiển giữa G và S về mức 0V thì ở IGBT thời
gian khóa bị kéo dài hơn do cấu trúc bán dẫn giống như tranzito thường. Ngoài ra việc
khóa IGBT không thể chủ động như ở MOSFET, khi quá tải IGBT có thể ra khỏi chế độ
bão hòa, tổn hao công suất trên phần tử có thể tăng vọt, phá hỏng phần tử. Chính vì vậy
driver cho IGBT thường là các mạch lai (hybrid), trong đó kết hợp một driver giống như ở
MOSFET với các mạch bảo vệ chống quá tải khác.

(a)

(b)
Hình 1.11 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 3120, (a) Sử dụng nguồn đơn cực cấp
cho driver, (b) Sử dụng nguồn lưỡng cực cấp cho driver []
1 GIỚI THIỆU HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN BỘ BIẾN ĐỔI ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT 22
Ngoài ra, driver cho IGBT có tích hợp quá tải bằng cách theo dõi điện áp giữa collectơ
và emitơ trong thời gian có tín hiệu mở, nếu điện áp này lớn hơn 5 đến 7V mạch sẽ tự động
phát tín hiệu quá tải và thực hiện khóa IGBT lại với thời gian khóa được kéo dài ra gấp 10
lần (tới 10µS). Như vậy IGBT sẽ khóa lại qua vùng tuyến tính, dòng tải không bị ngắt đột
ngột, tránh được xung quá điện áp đánh thủng van. Chức năng bảo vệ này gọi là
desaturation, nghĩa là khoá qua vùng không bão hoà. Hình 1.12 Sơ đồ mạch nguyên lý sử dụng driver HCPL 316J
Khi sử dụng mạch driver tích hợp cần phải giải quyết một số vấn đề sau:
+ Thiết kế mạch nguồn cách ly cho mỗi driver.
+ Mặc dù là phần tử điều khiển bằng điện áp nhưng các tụ ký sinh yêu cầu dòng phóng,
nạp khi thay đổi mức điện áp, và dòng điện này phải do mạch driver đảm bảo. Do đó đối
với van IGBT công suất lớn thì bên cạnh việc sử driver truyền thống cần phải có thêm tầng

α
. Hình 2.1
Hình 2.1Hình 2.1
Hình 2.1
Cấu trúc của hệ thống driver cho các bộ biến đổi phụ thuộc
Đối với các chỉnh lưu có điều khiển thường yêu cầu góc điều khiển α thay đổi trong
toàn bộ dải 0÷180º. Tuy vậy do các chế độ làm việc hạn chế sự thay đổi góc điều khiển, sơ
đồ phải có khả năng áp đặt phạm vi điều chỉnh của góc
α
trong phạm vi cho phép,
α
min
÷α
max
, không phụ thuộc sự thay đổi của điện áp lưới. Điều này minh hoạ trên Hình
2.2.
min
α
max
α
α
180

θ

Hình 2.2
Hình 2.2Hình 2.2