PHÂN TÍCH ĐIỀU KHIỂN VÀ THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN PI-MỜ CHO
MẠCH LỌC TÍCH CỰC DẠNG HỖN HỢP CÔNG SUẤT LỚN NHẰM CẢI
THIỆN CHẤT LƯỢNG ĐIỆN NĂNG
Châu Minh Thuyên* – Châu Văn Bảo**
TÓM TẮT
Bài báo phân tích mô hình toán của mạch lọc tích cực dạng hỗn hợp công suất lớn
(High-capacity hybrid active power filter-HHAPF). Dựa trên các phân tích này, các phương pháp
điều khiển cho HHAPF được đưa ra. Một bộ điều khiển PI-mờ được thiết kế để điều khiển bộ
nghịch lưu nguồn áp (VSI) nhằm phát ra dòng hài bù như mong muốn. Các kết quả mô phỏng và
thực nghiệm đã chứng tỏ được rằng phương pháp điều khiển PI-mờ cho các kết quả tốt hơn phương
pháp điều khiển PI truyền thống trong việc giảm hài và khả năng đáp ứng động.

CONTROL ANALYSIS AND DESIGN OF PI-FUZZY CONTROLLER FOR
HIGH-CAPACITY HYBRID ACTIVE POWER FILTER TO IMPROVE POWER QUALITY
SUMMARY
This paper aims to analyze mathematical model of High-capacity Hybrid Active Power Filter
(HHAPF). Based on this analysis, control methods for HHAPF are proposed. A PI-fuzzy logic
controller is designed to control voltage source inverter (VSI). The VSI in turn will generate desired
compensation harmonic currents. Experimental and Simulation results shown that the PI-fuzzy logic
control method gives results which are better than conventional PI control method in reducing
harmonics and dynamic response capability.
1. ĐẶT VẤN ĐỀ
Hiện nay, việc sử dụng ngày càng nhiều các
thiết bị điện tử công suất như: các bộ chỉnh lưu
diode hoặc thyristor, các bộ truyền động điều
khiển tốc độ,… là nguyên nhân làm giảm chất
lượng điện năng trong lưới. Để giải quyết vấn
đề này, có nhiều phương pháp như: sử dụng các
mạch lọc thụ động LC truyền thống (passive
power filter-PPF), dùng mạch lọc tích cực và
dùng dạng hỗn hợp giữa mạch lọc thụ động và

của cả mạch lọc thụ động và mạch lọc tích cực.
Dựa vào việc sử dụng APF như thế nào mà
HAPF cũng có rất nhiều dạng. Thông thường,
có hai dạng là HAPF song song và HAPF nối
tiếp. Bài báo này sử dụng một dạng HAPF song
song cải tiến gọi là High-capacity Hybrid Active
Power Filter (HHAPF). Mục đích của dạng này
nhằm giảm được công suất của APF và do đó có
thể ứng dụng được với mạng lưới có điện áp cao,
công suất lớn.
Về các phương pháp điều khiển cho HAPF
thường sử dụng các phương pháp như điều
khiển hysteresis, so sánh, tiên đoán, trượt, PI,
tích phân tổng quát, điều chế vectơ không
gian,… và phương pháp thường được sử dụng
nhất là phương pháp điều khiển hysteresis và
phương pháp điều khiển PI. Phương pháp điều
khiển Hysteresis [10] có ưu điểm là đơn giản,
đáp ứng nhanh nhưng khuyết điểm là phụ thuộc
vào tần số chuyển mạch, việc khắc phục nhược
điểm này cũng được nhưng mạch điều khiển hơi
phức tạp. Với phương pháp điều khiển PI truyền

thống thì rất đơn giản, dễ thực hiện thực nghiệm
[11]. Tuy nhiên, khuyết điểm của điều khiển PI
là các thông số Kp, Ki là cố định, nếu chọn một
giá trị Kp quá lớn thì đáp ứng sẽ nhanh nhưng
rất dễ mất ổn định và nguợc lại. Hơn nữa, trong
lĩnh vực khử hài thì quá trình điều khiển là phi
tuyến. Do đó, nếu chỉ sử dụng điều khiển PI


VSI

Tải phi tuyến
CP
PPF
LP

L0

C

C0

Hình 1. Cấu trúc của HHAPF.

39


Phân tích điều khiển và thiết kế…

Trong đó: Us và Zs là điện áp nguồn và trở
kháng của lưới.
Cp và Lp là các điện dung và điện
cảm tạo nên các mạch lọc thụ động.
C1 và L1 là điện dung và điện cảm
cộng hưởng tại tần số cơ bản.
CF là điện dung được thêm vào
nhằm lọc hài và bù công suất phản
kháng.

Z 3 = Z PPF
= ( Z C P 1 + Z LP 1 ) / /( Z C P 2 + Z LP 2 )
=

(1)

( Z C P 1 + Z LP 1 )( Z C P 2 + Z LP 2 )
( Z C P 1 + Z LP 1 ) + ( Z C P 2 + Z LP 2 )

Xét riêng tác động của bộ nghịch lưu nguồn
áp, đặt Us=0, iL=0.

Hình 3. Mạch điện tương đương một pha khi
chỉ xét tác động của VSI

Trong đó:
⎧ Z s = R s + Ls s
⎪
n2 ⎛
1 ⎞
⎪
⎜⎜ R1 + L1 s +
⎟
⎪
C0 s ⎝
C1 s ⎟⎠
⎪Z 1 = 2
n
1
⎪


Gout ( s ) =

iFh
n.Z1.Z 3
= 2
U inv n Z L 0 ⎡⎣ Z 3 ( Z1 + Z 2 ) + Z s ( Z1 + Z 2 + Z 3 ) ⎤⎦ + Z1 ( Z 2 Z s + Z 2 Z 3 + Z 3 Z s )

(4)

Đặc tính tần số - biên độ của Gout(s) được biểu diễn như hình 4.

Hình 4. Đặc tính biên độ - tần số của Gout(s)

Từ đặc tính tần số - biên độ, ta có thể nhận thấy:
có một điểm cộng hưởng tại tần số 504rad/s
tương ứng góc pha thay đổi từ 90o đến -90o.
Điều đó chứng tỏ rằng phần mạch từ đầu ra của
VSI đến lưới có khả năng gây ra cộng hưởng.
Để giải quyết điều này, tại một thời điểm phải
xem xét điều khiển cả góc pha - biên độ và do
đó các phương pháp điều khiển VSI sẽ được
xem xét đến.
Xét thành phần Uinv:
iFh được điều khiển bởi VSI, VSI như một
nguồn áp điều khiển được. Gọi Gc(s) và Ginv(s)
là hàm truyền của bộ điều khiển và của bộ

nghịch lưu nguồn áp. Có hai phương pháp điều
khiển cho Uinv là điều khiển dựa theo dòng hài

U inv = Gc ( s).Ginv ( s)(−ish ) = K 2 ( s ).ish

(6)

Với K 2 ( s ) = −Gc ( s ).Ginv ( s )

⎧ K1 ( s )iLh
có khả năng điều khiển U inv = ⎨
⎩ K 2 ( s )ish

Mạch điện tương đương một pha với ảnh
hưởng của nguồn hài được biểu diễn ở hình 7.
Trong đó: Z C1L1 là trở kháng nhánh cộng
hưởng tần số cơ bản.
iapf : dòng điện đầu ra của APF
Zsh

i Fh

U sh

i Lh

Z2

Z3

ZC1 L1

iapf

điều khiển trên là tương tự nhau. Bài báo này
chọn phương pháp điều khiển dựa theo dòng hài
của tải.
4. THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN PI-MỜ
CHO HHAPF

iCFh

i Ph

( Z 2 + Z C1L1 − KZ C1L1 ) Z 3iLh
( Z 2 + Z C1L1 )( Z 3 + Z sh ) + Z 3 Z sh

Từ công thức (8) ta nhận thấy rằng: có thể loại
trừ được tác động của dòng hài tải nếu K đủ lớn
thì ish sẽ được loại trừ.

ish =

Như vậy, ta có thể xem VSI như một nguồn áp

i sh

ish =

(7)

Phần điều khiển thường dùng bộ điều khiển
PI truyền thống. Tuy nhiên nó thường không tốt
trong các điều khiển phi tuyến. Bài báo này thiết

e(k) và Δe(k):
e(k)=-iLh -iFh
Δe(k)=e(k)-e(k-1)
Giá trị của e(k) và Δe(k) thay đổi theo hệ
thống thực. Do đó, để đưa các đầu vào này vào

ΔK P

các biến mờ thì cần phải qua khâu mờ hóa,
chúng được biểu diễn dưới dạng các hàm thuộc
như sau: dương lớn (DL), dương trung bình
(DTB), dương nhỏ (DN), không (ZO), âm nhỏ
(AN), âm trung bình (ATB) và âm lớn (AL).
Các hàm thuộc này được lưu trong cơ sở dữ liệu

ΔK I

Hình 10. Các hàm thuộc của các biến mờ vào - ra
43


Phân tích điều khiển và thiết kế…

Các luật mờ là cốt lỗi của bộ điều khiển mờ xác lập. Các luật mờ có thể thu được như ở bảng
và thường được xác định theo kinh nghiệm. I và bảng II.
Mục đích là đạt được giá trị cực tiểu ở chế độ
Bảng I. Các luật điều chỉnh mờ của ΔKP
ΔKP

e(k)

ZO

ATB

DL

DL

DTB

DN

DN

ZO

ZO

AN

DTB

DTB

DN

DN

ZO


AN

ATB

ATB

DTB

ZO

ZO

AN

ATB

ATB

ATB

AL

DL

ZO

AN

ATB



AL

ZO

ZO

ATB

ATB

ATB

ZO

ZO

ATB

ZO

ZO

ATB

ATB

AN

ZO


ZO

ZO

DN

ZO

ZO

ZO

DN

DN

ZO

ZO

DTB

ZO

ZO

DN

DN

là ZO và ΔKI phải là ZO; hoặc
Nếu e(k) là ZO và Δe(k) là ZO thì ΔKP phải
là ZO và ΔKI phải là ZO; hoặc
Nếu…
Các luật mờ này cho phép suy diễn giá trị
đầu ra. Chọn luật hợp thành theo nguyên tắc
min-max. Giải mờ theo phương pháp trọng tâm.
Hàm thuộc cuối cùng thu được bằng cách tổ hợp
tất cả các hàm thuộc. Giá trị này là trọng tâm
của các hàm thuộc và được tính bởi công thức
sau:
n
⎧
μ i (e(k ), Δe(k ) ).ΔK Pi
⎪
⎪
i =1
⎪ K P −new = K P −old +
n
⎪
μ i (e(k ), Δe(k ) )
⎪⎪
i =1
⎨
n
⎪
μ i (e(k ), Δe(k ) ).ΔK Ii
⎪
i
=

Q = 50
CF = 19.65uF; C1 = 690uF; L1 = 14.75mH; R1 =
0.0168Ω

Bộ nghịch lưu nguồn áp: Lo = 0.2mH，Ro =
0.005Ω, Co = 60uF, VC = 600V
Vnguon, iL, is, iLh, iFh, error lần lượt là điện áp
nguồn, dòng tải, dòng nguồn, dòng hài tải, dòng
bù vào hệ thống và sai số bù tương ứng.
Hình 11 thể hiện đáp ứng động của hệ
thống khi sử dụng bộ điều khiển PI truyền thống.
Trước thời điểm 0.3s hệ thống chưa có PPF và
APF thì iL và is là như nhau và có độ méo dạng
hài tổng THD=10.97%, hệ số công suất là 0.61.
Khoảng thời gian từ 0.3s đến 0.6s các mạch lọc
PPF được đóng vào hệ thống: THD của is tăng
lên đến 14.2%, tuy nhiên hệ số công suất của
nguồn tăng được tăng lên đến 0.96 từ 0.61.
Khoảng thời gian từ 0.6s đến 1.2s các mạch lọc
PPF và APF được đóng vào hệ thống: THD của
iL là 10.97%, THD của is giảm xuống còn 3.2%
từ 14.2%, sai số bù được giảm đến ±20A trong
0.07s, hệ số công suất của nguồn là 0.96.
Khoảng thời gian từ 1.2s đến 2s, tải thay đổi
(THD của tải tăng lên đến 15.74% từ 10.97%),
các mạch lọc PPF và APF vẫn ở trạng thái như
trước đó: THD của iL là 15.74%, THD của is
tăng từ 3.2% lên 5,6%, sai số bù tăng lên đến
±25A từ ±20A.
Hình 12 thể hiện đáp ứng động của hệ

HHAPF khi sử dụng bộ điều khiển PI truyền

Bảng tóm tắt các kết qủa mô phỏng thể hiện ở
bảng III và bảng IV.

thống: THD giảm xuống còn 5.6% từ 15,74% và
hệ số công suất tăng lên đến 0.94 từ 0.65.

Bảng III: Các kết quả mô phỏng với phương pháp PI truyền thống
Chưa thay đổi tải
Phương
pháp
THD
PI
chưa
bù

Thay đổi tải
(THD tăng từ 10,9%
lên 15,74%)

Cosφ THD
chưa khi
bù
chỉ có
PPF

Cosφ
khi
chỉ


0.61

15.74%

0.65

is

10.97% 0.61

14.2%

3.2%

0.96

5.6%

0.94

0.96

Bảng IV: Các kết quả mô phỏng với phương pháp PI-mờ
Chưa thay đổi tải
Phương
pháp
THD
PI+mờ chưa
bù

khi có
APF+PPF

khi có
APF+PPF

khi có
APF+PPF

iL

10.97% 0.61

10.97% 0.61

10.97%

0.61

15.74%

0.65

is

10.97% 0.61

14.2%

1.7%


a)
Hình 15. a) Mô hình của HHAPF.
48

DSP2812M là bộ điều khiển chính để thực hiện
phương pháp điều khiển PI truyền thống và bộ
điều khiển PI-mờ. Các kết quả thực nghiệm thể
hiện như sau:

b)
b) Mạch điều khiển của HHAPF


Tạp chí Đại học Công nghiệp

a)
Hình 16. a) dòng phụ tải

a)

b)
b) phổ tần số của dòng phụ tải

b)

Hình 17. a) dòng nguồn ở xác lập với phương pháp PI, b) phổ tần số dòng nguồn ở xác lập với
phương pháp PI

a)

combined system of shunt passive and series active filters,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 26, no. 6, pp.
983–990, Nov. 1990.

2.

H. Fujita and H. Akagi, “A practical approach to harmonic compensation in power system-series connection
of passive and active filters,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 27, no. 6, pp. 1020–1025, Nov. 1991.

3. S. Bhattachaya, P.-T. Cheng, Deep, and M. Divan, “Hybrid solutions for improving passive filter
performance in high power applications,” IEEE Trans Ind. Appl., vol. 33, no. 3, pp. 732–747, May 1997.

4. L. Gyugyi and E. C. Strycula, “Active ac power filters,” in Proc. IEEE, Ind. Appl. Soc. Annu. Meeting,
1976, pp. 529–535.

5. Hu Ming, Chen Heng, “Active power filter technology and its application”, [J]. Automation of Electric
Power Systems, pp. 66-70, 2000.

6. S. Kim and P. N. Enjeti, “A new hybrid active power filter (APF) topology,” IEEE Trans. Power
Electronics, vol. 17, no. 1, pp. 48–54, Jan. 2002.

7. A. Nakajima, K. Oku, J. Nishidai, T. Shiraishi, Y. Ogihara, K. Mizuki, and M. Kumazawa,
“Development of active filter with series resonant circuit,” in Proc 19th IEEE Annu. Power Electronics
Specialists Conf. Rec., Apr. 11–14, 1988, vol. 2, pp. 1168–1173.

8. An Luo, Zhikang Shuai, Z. John Shen, Wenji Zhu, and Xianyong Xu, “ Design Considerations for
Maintaining DC-Side Voltage of Hybrid Active Power Filter With Injection Circuit”, IEEE Transactions
on Power Electronics, vol. 24, no.1, pp. 75-84, January 2009.

9. Tang Zhuoyao, Ren Zhen, “Hybrid filter connected in series APF with PF and compensating
characteristic analysic”, [J]. Proceeding of the CSEE, 20(5), pp.248-253, 2000.