HỌC VHỌC VIỆN CÔNG NGHỆ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG
Ệ BƯU CHÍNH VIỄN THÔNG

NGUNGUYỄN KIM QUANG
IM QUANG

GIẢM CAN NHIỄU TRONG HỆ THỐNG
MIMO - OFDM

Chuyên ngành: Kỹ thuật Viễn thông
Mã số: 9.52.02.08

LUẬN ÁN TIẾN SỸ KỸ THUẬT

NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC
PGS.TS TRẦN HỒNG QUÂN
.TS TRẦN HỒNG QUÂN

HÀ NỘI – 2018


LỜI CẢM ƠN
Trong quá trình thực hiện luận án, Nghiên cứu sinh đã được Thầy hướng dẫn khoa
học là PGS.TS Trần Hồng Quân định hướng nghiên cứu và tận tình chỉ bảo. Nghiên
cứu sinh xin được bày tỏ lòng cảm ơn sâu sắc tới Thầy về những chỉ bảo và định
hướng đó.
Nghiên cứu sinh cũng xin được gửi lời cảm ơn chân thành tới Lãnh đạo Học viện
Công nghệ Bưu chính Viễn thông, Khoa Quốc tế và Đào tạo Sau Đại học của Học
viện, các đồng nghiệp tại Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông đã hỗ trợ,
động viên tôi trong quá trình nghiên cứu.
Cuối cùng, tôi xin bày tỏ lòng biết ơn tới gia đình, nơi luôn là nguồn động lực và là

Nguyễn Kim Quang


MỤC LỤC
DANH MỤC CÁC CHỮ VIẾT TẮT........................................................................ iv
DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU................................................................................... vii
DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ..................................................................................viii
DANH MỤC CÁC BẢNG BIỂU ............................................................................... x
MỞ ĐẦU ..................................................................................................................... xi
CHƯƠNG 1

HỆ THỐNG MIMO – OFDM VÀ ICI TRONG MIMO-OFDM 1

1. 1

GIỚI THIỆU CHƯƠNG........................................................................................... 1

1. 2

MÔ HÌNH HỆ THỐNG MIMO – OFDM ............................................................. 1

1. 3

1. 4

1. 5

1.2.1

Mô hình nguyên lý hoạt động của hệ thống MIMO-OFDM ................. 1


1.4.4

Giảm ICI bằng phương pháp PIC-DSC............................................... 31

1.4.5

Giảm ICI bằng bộ cân bằng kênh ........................................................ 32

1.4.6

Nhận xét tổng quan về các giải pháp giảm ICI hiện nay..................... 34

KẾT LUẬN CHƯƠNG .......................................................................................... 35

CHƯƠNG 2 GIẢM ICI BẰNG CÂN BẰNG MÙ MIỀN TẦN SỐ DỰA
TRÊN PHÂN TÍCH THÀNH PHẦN ĐỘC LẬP ................................................... 36
2. 1

GIỚI THIỆU CHƯƠNG......................................................................................... 36

2. 2

MỐI QUAN HỆ GIỮA BÀI TOÁN GIẢM ICI VÀ BÀI TOÁN PHÂN TÍCH
THÀNH PHẦN ĐỘC LẬP .................................................................................... 36
2.2.1

Xem xét mô hình ICI tuyến tính như một bộ trộn tuyến tính.............. 36
i


Mô hình máy thu MIMO-OFDM có cân bằng ICA-MMSE ............... 61

XÂY DỰNG THUẬT TOÁN CHO BỘ CÂN BẰNG ICA .............................. 66
2.5.1

Xây dựng hàm mục tiêu ...................................................................... 67

2.5.2

Xây dựng hàm kích hoạt...................................................................... 72

2.5.3

Xây dựng thuật toán học ..................................................................... 74

2. 6

GIẢM ICI BẰNG MÁY THU DỰA TRÊN CÂN BẰNG ICA-MMSE ......... 76

2. 7

MÔ PHỎNG GIẢI PHÁP GIẢM ICI BẰNG CÂN BẰNG MIỀN TẦN SỐ
DỰA TRÊN ICA ..................................................................................................... 79

2. 8

KẾT LUẬN CHƯƠNG .......................................................................................... 86

CHƯƠNG 3 GIẢM ICI BẰNG CÂN BẰNG MIỀN THỜI GIAN KẾT HỢP
VỚI NỘI SUY KÊNH VÀ BÁM KÊNH ................................................................. 88


Bổ sung tham số đảm bảo hoạt động của mạng nơron RBF nội suy .. 99
ii


3.3.4 Giảm ICI bằng lọc tối ưu kết hợp với ước lượng và nội suy kênh bằng
mạng RBF. ..................................................................................................... 102
3. 4

ĐỀ XUẤT GIẢI PHÁP CẢI TIẾN LỌC TỐI ƯU VỚI BÁM KÊNH BẰNG
LỌC THÍCH NGHI NHÂN ................................................................................. 107
3.4.1

Cải thiện lọc tối ưu bằng bám kênh ................................................... 107

3.4.2

Phương pháp kernel và mô hình không gian trạng thái phi tuyến ... 110

3.4.3

Thuật toán bình phương nhỏ nhất đệ quy kernel ............................... 113

3.4.4 Đề xuất thuật toán bình phương nhỏ nhất đệ quy kernel mở rộng cho
mô hình bám kênh .......................................................................................... 117
3.4.5 Giảm ICI bằng lọc tối ưu kết hợp với ước lượng và bám kênh bằng
KRLS mở rộng ..............................................................................................126
3. 5

KẾT LUẬN CHƯƠNG ........................................................................................ 128


Nhiễu Gauss trắng cộng

BER

Bit Error Rate

Tỷ lệ lỗi bit

BPSK

Binary Phase Shift Keying

Điều chế pha nhị phân

BSS

Blind Source Seperation

Tách nguồn mù

CFO

Carrier Frequency Offset

Dịch tần số sóng mang

CIR

Channel Impulse Response


Biến đổi Fourier rời rạc

DVB-T

Digital Video Broadcasting —
Terrestrial

Chuẩn công nghệ truyền hình kỹ
thuật số mặt đất

EVD

Eigenvalue Decomposition

Phân rã trị riêng

EX-KRLS

Extended Kernel Recursive
Least Squares

Bình phương nhỏ nhất đệ quy kernel
mở rộng

FFT

Fast Fourier Transform

Biến đổi Fourier nhanh

Biến đổi ngược Fourier nhanh

iv


ISI

Inter Symbol Interference

Can nhiễu giữa các kí hiệu

KRLS

Kernel Recursive Least Squares

Bình phương nhỏ nhất đệ quy kernel

LMS

Least Mean Square

Trung bình bình phương nhỏ nhất

MAP

Maximum A posteriori
Probability

Xác suất hậu nghiệm cực đại


Ghép kênh phân chia theo tần số trực
giao

PA

Power Amplifier

Bộ khuếch đại công suất

PAPR

Peak to Average Power Ratio

Tỷ số công suất đỉnh trên công suất
trung bình

PCA

Principle Component Analysis

Phân tích thành phần chính

PIC

Parallel Interference
Cancellation

Giảm can nhiễu song song

QAM


RLS

Recursive Least Square

Bình phương nhỏ nhất đệ quy

SIC

Serial Interference Cancellation

Giảm can nhiễu tuần tự

SINR

Signal to Iinterference plus
Noise Ratio

Tỷ lệ tín hiệu trên can nhiễu cộng
nhiễu

SISO

Simple Input – Simple Output

Một đầu vào – Một đầu ra

v




Các tán xạ không tương quan dừng
theo nghĩa rộng

ZF

Zero Forcing

Cưỡng bức không

vi


DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU
IM

Ma trận đơn vị có kích thước là M  M

A 1

Ma trận nghịch đảo của ma trận A

AT

Ma trận chuyển vị của ma trận A

A*

Ma trận liên hợp phức của ma trận A


Rn

Không gian vectơ n chiều trên trường số thực

C

Trường số phức

Cn

Không gian vectơ n chiều trên trường số phức

Mt

Số anten phát

Mr

Số anten thu

E{
 x

Kỳ vọng của biến ngẫu nhiên x

x
J 0  .

Độ dài Euclid của vectơ x
Hàm Bessel bậc 0 loại 1.

Hình 2.12: Mô tả chi tiết ma trận tách ....................................................................... 67
Hình 2.13: Đồ thị hàm kích hoạt φ(y) ......................................................................... 74
viii


Hình 2.14: Sơ đồ luồng tín hiệu của thuật toán học .................................................. 75
Hình 2.15: Giảm ICI bằng máy thu ICA-MMSE kết hợp lặp tuần tự ......................... 76
Hình 2.16: Mô hình tổng thể của giải pháp giảm ICI đề xuất .................................... 78
Hình 2.17: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và giải pháp “Tự giảm can nhiễu”
khi độ dịch tần số chuẩn hóa   0.15 và điều chế BPSK .......................................... 80
Hình 2.18: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và giải pháp “Tự giảm can nhiễu”
khi độ dịch tần số chuẩn hóa   0.3 và điều chế BPSK ............................................. 81
Hình 2.19: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và giải pháp “Tự giảm can nhiễu”
khi độ dịch tần số chuẩn hóa   0.15 và điều chế QPSK .......................................... 81
Hình 2.20: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và giải pháp “Tự giảm can nhiễu”
khi độ dịch tần số chuẩn hóa   0.30 và điều chế QPSK .......................................... 82
Hình 2.21: BER theo SNR của giải pháp đề xuất và ZF-PDR, MMSE-PDR [19] .... 84
Hình 2.22: BER theo SNR khi có sử dụng và không sử dụng giải pháp đề xuất giảm
ICI................................................................................................................................ 86
Hình 3.1: Mô hình mạng RBF .................................................................................... 98
Hình 3.2: Mô hình giải pháp lọc tối ưu miền thời gian kết hợp với ước lượng và nội
suy kênh bằng mạng RBF .......................................................................................... 105
Hình 3.3: So sánh SINR Gain của giải pháp có nội suy kênh và không có nội suy
kênh ........................................................................................................................... 106
Hình 3.4: Mô hình giải pháp lọc tối ưu miền thời gian kết hợp với ước lượng và bám
kênh bằng lọc kernel ................................................................................................. 126
Hình 3.5: So sánh SINR Gain của giải pháp có bám kênh và không có bám kênh128

ix


là một vấn đề nan giải về cơ bản được giải quyết[58]. Hơn nữa, khác với kiểu điều
chế đa song mang trước đây, OFDM điều chế tín hiệu trên các sóng mang trực giao
nhau nhưng cho phép phổ của chúng chờm lên nhau là một giải pháp hiệu quả để tận
dụng phổ tần. Hệ thống sử dụng hai công nghệ kết hợp MIMO và OFDM được gọi là
hệ thống MIMO-OFDM, một hệ thống hứa hẹn nhiều tiềm năng trong thông tin vô
tuyến hiện đại. Trên thực tế, hệ thống này được lựa chọn cho nhiều loại hình mạng,
dịch vụ truyền thông vô tuyến hiện nay như mạng di động 4G LTE, WiMax, truyền
hình số mặt đất DVB-T…[62]
Bên cạnh những ưu điểm nổi bật như đã nêu trên, hệ thống MIMO-OFDM cũng đặt
ra những thách thức không nhỏ. Để đảm bảo truyền và nhận dữ liệu một cách chính
xác, hệ thống MIMO-OFDM đòi hỏi tất cả các sóng mang con phải duy trì tính trực
giao nghiêm ngặt. Tuy nhiên trong thực tế, khi truyền qua kênh vô tuyến, mỗi sóng
mang con chịu ảnh hưởng của kênh truyền sẽ bị dịch tần số, phá vỡ tính trực giao với
các sóng mang khác, từ đó gây ra can nhiễu. Can nhiễu giữa các sóng mang con như
vậy người ta gọi là ICI (InterCarrier Interference) [15, 75].
Việc tìm ra những giải pháp nhằm giảm ICI hiện đang là một trong những hướng
nghiên cứu chính về hệ thống MIMO-OFDM [4] và luận án này cũng nằm trong
hướng nghiên cứu đó.

xi


Mục tiêu, đối tượng và phạm vi nghiên cứu
Mục tiêu nghiên cứu của luận án là:
-

Đề xuất được giải pháp giảm ICI sử dụng tối thiểu tín hiệu thử để hạn chế tiêu
tốn dung lượng đường truyền.

-


Xây dựng mô hình của ICI trong các hệ thống MIMO-OFDM.

-

Nghiên cứu các giải pháp giảm ICI trong hệ thống MIMO-OFDM đang được
áp dụng hiện nay.

-

Đề xuất những giải pháp cân bằng kênh mới để nâng cao hiệu quả giảm ICI
trong hệ thống MIMO-OFDM.

-

Tính toán và sử dụng các công cụ mô phỏng để chứng minh sự phù hợp của
các giải pháp được đề xuất.

Phương pháp nghiên cứu
Phương pháp nghiên cứu của luận án là sử dụng các mô hình toán cũng như các công
cụ toán học để mô tả, phân tích, và đưa ra các đề xuất mới. Sử dụng các công cụ mô
phỏng sự kiện rời rạc để kiểm chứng tính hợp lý của các giải pháp được đề xuất.
Việc nghiên cứu lý thuyết được kế thừa từ các công trình nghiên cứu liên quan mới
nhất tính đến thời điểm hiện tại.
xii


Cấu trúc luận án
Các kết quả nghiên cứu và đóng góp mới của luận án được trình bày trong các
chương theo cấu trúc như sau:


CHƯƠNG 1
HỆ THỐNG MIMO – OFDM VÀ ICI TRONG MIMO-OFDM

1. 1

GIỚI THIỆU CHƯƠNG

Chương này trình bày tổng quan về hệ thống MIMO-OFDM và mô hình dữ liệu của
MIMO-OFDM. Chương này sẽ phân tích, làm rõ những nguyên nhân gây ra ICI
trong hệ thống MIMO-OFDM và ảnh hưởng của ICI tới hiệu năng của hệ thống.
Trong chương này, luận án cũng trình bày tổng quan về các giải pháp giảm ICI chủ
yếu hiện nay , tiến hành phân tích để tìm ra những điểm còn cần nghiên cứu để bổ
sung, hoàn thiện nhằm nâng cao hiệu quả giảm ICI trong hệ thống MIMO-OFDM.

1. 2

MÔ HÌNH HỆ THỐNG MIMO – OFDM

1.2.1 Mô hình nguyên lý hoạt động của hệ thống MIMO-OFDM
Hệ thống MIMO – OFDM có M t anten phát và M r anten thu được biểu thị trên Hình
1.1.
Tại đầu phát, dữ liệu nhị phân từ nguồn được đưa qua bộ điều chế số (BPSK, QAM...)
sau đó được chia vào các nhánh theo không gian qua bộ phân theo không gian. Mỗi
nhánh là một bộ phát OFDM, bao gồm biến đổi IFFT,chèn thêm CP rồi sau đó đưa
qua bộ biến đổi DAC (Digital-Analog Converter) để chuyển sang tương tự trước khi
đưa ra các anten phát.
Tại phía máy thu, tín hiệu nhận được từ anten thu trước hết được đưa qua bộ ADC để
chuyển đổi sang số, tiếp theo là gỡ bỏ CP đã được chèn thêm vào, rồi đưa qua bộ
biến đổi FFT, sau đó tín hiệu được chuyển đổi song song sang nối tiếp để đưa tới bộ


Mr

P/S
IFFT

MÃ HÓA
MIMO

Chèn CP

Mt

P/S
S/P

IFFT

Gỡ bỏ CP




1

DỮ LIỆU
ĐÍCH

GIẢI MÃ
KÊNH

không thay đổi trong thời gian truyền một ký tự (kênh như vậy được gọi là quasistatic [55]), và không có sự chênh lệch tần số giữa bên bên thu và bên phát.
Mô hình tín hiệu băng gốc tương đương của hệ thống MIMO-OFDM như trình bày
trong Hình 1.1 có M t anten phát và M r anten thu, số sóng mang con là K như sau:
Định nghĩa vectơ tín hiệu gốc tại miền tần số phát đi ứng với ký tự OFDM phát thứ
p như sau:
2


S  p   S  pK  , S  pK  1 ,..., S  pK  K  1

T

Trong đó, S  pK  k  biểu thị tín hiệu phát tại sóng mang con thứ k trong ký tự
OFDM thứ p và được định nghĩa như sau:

S  pK  k    S1  pK  k  , S2  pK  k  ,..., S Mt  pK  k 

T

với Si  pK  k  là tín hiệu tại sóng mang con thứ k của ký tự OFDM thứ p tại anten
thứ i .
Tín hiệu miền thời gian sau khi thực hiện biến đổi IFFT của S  p  được định nghĩa
như sau:

s  p   s  pK  , s  pK  1 ,..., s  pK  K  1

T

Trong đó, s  pK  n  là vectơ tín hiệu thời điểm lấy mẫu thứ n và được định nghĩa
như sau:

1 2
4
K


K 1
 2 K 1
1 

3


 K 1 
  K 12 



  K 1 K 1 
1

 e

j

2
K


Để loại trừ hiện tượng ISI, CP sẽ được cộng thêm vào vectơ s  p  để thành vectơ tín
hiệu phát đi. Ký hiệu vectơ này là u  p  .Ký hiệu độ dài của CP là KCP thì độ dài của

 CP  CP 
  I K  KCP

 0K  K K 
CP
 CP



0 KCP  K  KCP    I M t

I KCP 

I KCP

Vì giả thiết về kênh truyền là quasi-static như đã nêu trên, nên kênh là không đổi
trong quá trình truyền một ký tự OFDM. Giả sử kênh được đặc trưng bởi L cụm tán
xạ, khi đó kênh pha đing đa đường giữa anten phát thứ i và anten thu thứ j có thể
được mô hình hóa bởi bộ lọc đáp ứng xung hữu hạn (FIR) phức rời rạc băng gốc
tương đương có bậc là L-1 với các hệ số hp , ji  l  với l là chỉ số biểu thị mắt lọc (tap),
l =0, 1,...,L-1 và chỉ số p là một số nguyên lớn hơn 0, biểu thị rằng đây là các hệ số
tương ứng với tín hiệu phát thứ p và các hệ số này sẽ thay đổi khi p thay đổi.
Ký hiệu ma trận đáp ứng xung của kênh là h p , khi đó h p được biểu diễn bởi:
4


h p  h0, p , h1, p ...h L1, p 

T



T

Trong đó, r  pKTotal  n  là vectơ tín hiệu thu tại thời điểm thứ n được xác định như
sau:

r  pKTotal  n   r1  pKTotal  n  , r2  pKTotal  n  ,..., rM r  pKTotal  n 

T

với rj  pKTotal  n  là giá trị mẫu thu được ở thời điểm thứ n tại anten thu thứ j.
Tại thời điểm thứ n, phương trình tín hiệu của hệ thống với lưu ý rằng kênh tương
đương với bộ lọc FIR có L mắt lọc, sẽ là:
L 1

r  pKTotal  n    hl , pu  pKTotal  n  l   v  pKTotal  n  (1.5)
l 0

Trong đó, hl , p là ma trận đáp ứng xung của mắt lọc thứ l đã được xác định bởi (1.4)

v  pKTotal  n  là vectơ nhiễu cộng Gauss ở thời điểm thứ n và được biểu diễn bởi:
v  pKTotal  n   v1  pKTotal  n  , v2  pKTotal  n  ,..., vM r  pKTotal  n  ,trong đó
T

v j  pKTotal  n  là nhiễu cộng Gauss phức ở thời điểm thứ n tại anten thu thứ j, có
trung bình bằng 0 và phương sai là  v2 .
5


A


0 
0 

0 


h 0, p 
KTotal  KTotal

0

h L 3, p
h L2, p
h L1, p

h 0, p

0
h 0, p

h L2, p
h L1, p

0
0



 0


h L2, p
h L1, p
0

h L1, p
0

Khi đó, từ phương trình tín hiệu hệ thống tại thời điểm thứ n, ta có thể viết lại dưới
dạng ma trận cho cả khối tín hiệu OFDM như sau:

r  p   hp u  p   hp u  p  1  v  p 
A

B

(1.6)

Từ phương trình (1.6), có thể nhận thấy rằng L-1 thành phần đầu tiên của r  p  , tức
là

r  pK  , r  pK
Total

Total

 1 ,..., r  pKTotal  L  2  sẽ bị ảnh hưởng bởi thành

phần ISI là h p u  p  1 vì ma trận h p có L-1 hàng có giá trị khác không.
 B

(1.7)

Trong đó, A ReCP được xác định bởi:

A ReCP  0 K  KTotal  K  I K 
 IMr

 K KTotal
Thay r  p  được xác định từ (1.6) vào (1.7), ta có:
A
B
x  p   A ReCP hp u  p   hp u  p  1  v  p 

(1.8)

 B

Như đã giả thiết KCP  L , vì vậy tích hai ma trận A ReCPh p là một vectơ 0 có độ dài
là K. Do đó, biểu thức (1.8) trở thành:

x  p   A ReCPhp u  p   A ReCP v  p 
A

(1.9)

Thay u  p  được xác định từ (1.2) vào (1.9), ta có:

x  p   A ReCPhp  ACPs  p   A ReCP v  p 
A



0
h 0, p

0

h L1, p
0

0
h 0, p

0
h 0, p

h L1, p
0

h L1, p

h1, p 
h 2, p 


h L 1, p 
(1.12)
0 

0 


(1.14)

l 0

Tiếp theo, chúng ta sẽ xác định phương trình tín hiệu ở miền tần số. Theo mô hình hệ
thống được trình bày tại Hình 1.1, x  p  sẽ được biến đổi FFT để nhận ngược lại tín
hiệu miền tần số X  p  được định nghĩa như sau:

X  p    X  pK  , X  pK  1 ,..., X  pK  K  1

T

Trong đó, X  pK  k  biểu thị tín hiệu thu tại sóng mang con thứ k trong ký tự
OFDM thứ p và được định nghĩa như sau:

X  pK  k    X1  pK  k  , X 2  pK  k  ,..., X M r  pK  k 

T

với X j  pK  k  là tín hiệu thu tại sóng mang con thứ k ở anten thứ j.

X  p  được xác định như sau:





X  p   FK  I M r x  p 
8




X  p   FK  I M r h p ,FIR FKH  I M t S  p   FK  I M r z  p 

(1.17)

Đặt:













H p  FK  I M r h p ,FIR FKH  I M t và Z  p   FK  I M r z  p 

(1.18)

Khi đó, biểu thức (1.16) trở thành :

X  p   H pS  p   Z  p 

(1.19)


Trong đó H p  k , k  là đáp ứng tần số đối với sóng con mang thứ k của ký tự OFDM
thứ p và được biểu diễn bởi:

1
H p k, k  
K

L 1

h
l 0

l, p

e

j

2 l
K

(1.21)

Phương trình (1.19) là phương trình tín hiệu ở miền tần số của hệ thống MIMOOFDM, trong đó H p được gọi là ma trận đáp ứng tần số của kênh. Từ (1.19) và
(1.20), có thể viết phương trình tín hiệu miền tần số tại mỗi sóng mang k của hệ
thống MIMO-OFDM như sau:

X  pK  k   H p  k , k  S  pK  k   Z  pK  k 
9